JP4655253B2 - Microwave band sampling high-frequency amplifier and transmitter / receiver using the same - Google Patents
Microwave band sampling high-frequency amplifier and transmitter / receiver using the same Download PDFInfo
- Publication number
- JP4655253B2 JP4655253B2 JP29714099A JP29714099A JP4655253B2 JP 4655253 B2 JP4655253 B2 JP 4655253B2 JP 29714099 A JP29714099 A JP 29714099A JP 29714099 A JP29714099 A JP 29714099A JP 4655253 B2 JP4655253 B2 JP 4655253B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- sampling
- signal
- frequency amplifier
- microwave
- pulse
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【０００１】
【発明が属する技術分野】
本発明は、主に短距離通信に利用される送受信電力が微弱なマイクロ波帯域のサンプリング高周波増幅器及びこれを用いた送受信装置に関するもので、近距離センサーや近距離対向データ通信に供されるものである。
【０００２】
【従来の技術】
送受信電力が微弱なマイクロ波帯の微弱無線電波は実効輻射電力についての電波法規制があり、それ以下の場合は変調形式、電波の質については問われないため自由な無線機器の設計が可能である。従来このような微弱無線利用の機器は送信電力の規制のため通信の到達距離が短く実用に供さないとされている。
【０００３】
現在のところ、上記のマイクロ波帯における電波近距離センサーや、短距離通信対応の微弱無線利用機器は極めて少ない。（無線設備検査検定協会調べ）
その理由として以下のものが考えられる。
【０００４】
電波法施行規則第６条の規則にあるように、３２２ＭＨｚを境に３ｍ点における電界強度規制値が５００μＶ／ｍから３５μＶ／ｍに低下し、輻射電力比では−２３ｄＢ低下する。このことは同一受信感度を持つ受信機であればマイクロ波帯では到達距離が１４分の１に低下する。
【０００５】
また送信、受信に使用される増幅素子は通常周波数の上昇につれて利得が低下する傾向にあり、マイクロ波帯では使用する素子の数が多くなり装置が複雑化し、コスト対性能比の悪いものとなってしまう。 このように現状において、微弱無線利用機器の多くは３２２ＭＨｚ以下の周波数を利用しているものが多い。
【０００６】
特表平１０−５１１８２や特開平１０−３００８４５に示されるマイクロ波帯近距離センサーは微弱無線利用機器に必要な要件である微弱信号発生手段と高感度の受信手段を構成内容から見て具備しているとは言えないため、このような機器は利用場所に多くの制限を受ける。
【０００７】
以下に、電波法規制の対象外であるマイクロ波帯の微弱無線利用機器として利用する送受信器を構成するにあたって、従来技術の問題点について述べる。
【０００８】
送信器については、
マイクロ波帯の電波を発生する方法は従来のマイクロウェーブ増幅素子による発振器で構成した場合、通常０ｄＢｍ以上の出力である。 微弱無線に許される電界許容値から実効輻射電力は−６４ｄＢｍ以下とされるため−６４ｄＢ程度の減衰器が必要となる。 マイクロ波帯ではこの減衰度を確保するためには発振器のシールド等にコストが必要となり、微弱電波を低コストで発生する技術が求められる。
【０００９】
アンテナ共用器については、
従来の技術では、送信、受信ともに損失の少ないものが良いとされ、サーキュレータ、ｐｉｎダイオードスイッチなどが公知技術であるが高価である。微弱無線利用のような実効輻射電力が限られた場合、通信到達距離の長距離化には送信、受信アンテナを共用化しアンテナ利得を上げる事が有利となるため、微弱送信電力が必要な場合は送信損失が大きく受信損失が少ない、低コストのアンテナ共用器が求められる。
【００１０】
受信器については、
送信電力が微弱なため、受信電力も極めて微弱なものとなる。−１４０ｄＢｍ程度の微弱受信電力を高いＳ／Ｎ比で復調するためには、１００ｄＢ以上の高周波信号部分での増幅が必要となる。
【００１１】
従来の技術による高利得の高周波増幅方法としては、高利得の高周波増幅器によるストレート増幅方法と、高周波増幅器と中間周波数増幅器にそれぞれ利得を配分するヘテロダイン方法が考えられる。 前者による方法は正帰還ループによる発振などの不安定動作を避けるためにシールドケースに分割された３０ｄＢ程度の利得を持つ高周波増幅器を３個程度シリーズ接続する必要がある。
また後者による方法は、３０ｄＢ程度の利得を持つ高周波増幅器と周波数変換装置及び６０ｄＢ程度の中間周波数増幅器が必要となる。従来の技術では、いずれの方法も装置の複雑化を伴い、大型化及びコストの増大が避けられない。
【００１２】
以上述べたように、従来の技術では目的とするマイクロ波帯の微弱無線利用機器に適した小型、低コスト、低消費電力の送受信装置は難しい。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
免許が不要で、利用場所に制限のない電波センサーやデータ通信用途に、微弱無線の規格にそった、図１に示すマイクロ波帯のパルス送受信器１を提供することを課題とした。
【００１４】
パルス送信器１２は送信パルス１１に同期したマイクロ波帯のパルス電波を発信する。 電波はアンテナ共用器１３を通じてアンテナ１０から放射される。 受信されたアンテナ１０の信号はアンテナ共用器１３を通じてパルス受信器１４により高周波増幅された後、受信データパルス１５に復調される。
【００１５】
前記パルス送受信器１を実現するための、個々の課題について述べる。
微弱無線機器に適した微弱出力のマイクロ波帯のパルス送信器１２を小型、低コスト、低消費電力に実現すること。
微弱無線機器の受信器に必要な−１４０ｄＢｍ程度の微弱信号を高いＳ／Ｎ比で復調するため１００ｄＢ程度の高周波増幅段を備え、復調信号帯域幅を任意に設定出来るマイクロ波帯のパルス受信器１４を小型、低コスト、低消費電力に提供すること。
前述の微弱無線の特性から、通信到達距離の長距離化には送信、受信アンテナを共用化しアンテナ利得を上げる事が有利となるため、送信電力をおさえるために送信損失が多く受信損失の少ない、方向性の良いアンテナ共用器１３を低コストに提供すること。
【００１６】
このようなマイクロ波帯のパルス送受信器１は２台が対向し微弱無線利用のデータ通信３の用途や、１台で検知物までの距離の測定など、微弱無線利用の電波応用センサー４の用途に用いられる。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
課題を解決するための手段として本発明は以下のように構成した。
本発明のマイクロ波帯サンプリング高周波増幅器はマイクロ波帯の信号を入力信号とする高周波入力端子と、前記入力信号を増幅した出力信号を出力するサンプリング高周波出力端子間に、サンプリング単位高周波増幅器を所望する利得に応じて複数段縦続接続したサンプリング高周波増幅器を設け、サンプリング信号入力端子とサンプリング信号出力端子間に前記サンプリング高周波増幅器の段数と同数の単位サンプリング伝播路を縦続接続してサンプリング伝播路を設け、前記サンプリング信号入力端子よりサンプリング信号を加え、前記各単位サンプリング伝播路を介して前記各サンプリング単位高周波増幅器の各段を順次駆動するよう構成し、前記サンプリング信号のパルス幅を、前記サンプリング高周波増幅器の正帰還ループによる発振状態に至る時間以下に設定したことを特徴とする。
【００１８】
前記サンプリング信号のパルス幅を、正帰還ループによる発振が成長する以前に前記サンプリング高周波増幅器のサンプリングが終了するように設定したことを特徴とする。
また、前記サンプリング信号のパルス幅を３〜５ナノ秒に設定したことを特徴とする。
また、前記サンプリング信号のパルス幅をｔｐとし、前記サンプリング高周波増幅器の一段当たりの遅延時間をｔｄとし、前記サンプリング高周波増幅器の正帰還ループによる発振の可能性のある前記サンプリング単位高周波増幅器までの段数をＮとし、前記サンプリング高周波増幅器の入力端子と前記Ｎ段目のサンプリング単位高周波増幅器の出力端子間の距離に相当する正帰還帰路時間をｔｒとしたとき、前記サンプリング信号のパルス幅ｔｐをｔｐ＝２×（ｔｄ×Ｎ＋ｔｒ）程度としたことを特徴とする。
また、前記サンプリング伝播路の遅延時間を前記サンプリング単位高周波増幅器の遅延時間に合わせたことを特徴とする。
【００１９】
また、本発明の送受信機は、微弱なマイクロ波パルス信号を送信する送信器と、この送信器の出力信号を入力信号とし、アンテナ側に前記入力信号を送る送信ポートを備えるとともに、アンテナ側から来る受信信号を受ける受信ポートとを備えた微弱無線用送受信アンテナ共用器と、この微弱無線用送受信アンテナ共用器で受信された受信信号を入力信号とするマイクロ波帯サンプリング高周波増幅器とを備えたことを特徴とする。
また、前記送信器は、マイクロ波増幅器と利用する周波数帯のバンドパスフィルタとから構成され、送信パルスを前記マイクロ波増幅器の入力信号とし、前記マイクロ波増幅器の出力を前記バンドパスフィルタの入力とし、前記バンドパスフィルタの出力端子に前記送信パルスに同期したマイクロ波パルスを発生させることを特徴とする。
【００２０】
また、前記微弱無線用送受信アンテナ共用器は、前記送信器の出力を低い結合度を有する方向性結合器の送信端子に入れ、他端を終端抵抗で終端し、結合端子をアンテナ側、アイソレーション端子を受信器側に接続した方向性結合器からなることを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について説明する。
マイクロ波帯パルス送信器について、図２をもって説明する。マイクロ波パルス信号２０７を送信する低消費電力、小型、低コストのマイクロ波帯のパルス送信器１２において、一定周期パルス又はディジタルデータ又はＰＮＧ信号の送信パルス信号２０６をマイクロ波増幅器２０３の送信器入力２０１とし、出力側の目的周波数のマイクロ波帯のバンドパスフィルタ２０４を通じて発生する目的マイクロ波周波数のマイクロ波パルス信号２０７を送信する。また前記マイクロ波増幅器２０３の電源端子２０２の供給電圧によりマイクロ波パルス信号２０７の出力を可変する。
【００２２】
次に、マイクロ波帯サンプリング高周波増幅器について、図３をもって説明する。 サンプリングパルス動作するマイクロ波帯高利得増幅器３００であって、サンプリング伝播路３０５と単位利得を有するサンプリング単位高周波増幅器３０１を、所望の利得に応じて必要な段数Ｎを縦続接続し、初段のサンプリング伝播路のサンプリングパルス入力端子３０３に３〜５ｎ秒程度の短いパルス幅のサンプリングパルス３１８を入力し、各段のサンプリング単位高周波増幅器をサンプリング伝播路のサンプリングパルスにより動作させることにより、単位利得のＮ倍の高利得が得る。サンプリング伝播路の最終段信号をサンプリング出力信号３１３として出力しサンプリング検波のために利用する。サンプリングパルス幅ｔｐ３１９の時間は、正帰還ループによる増幅信号の歪みが無視出来る時間以下に設定する。
サンプリング伝播路３０５，３０６，３０７，３０８，３０９のそれぞれを単位サンプリング伝播路と言い、これらはサンプリング単位高周波増幅器と同数、縦続接続して設けられている。そして、全体としてサンプリング伝播路が形成されている。
【００２３】
サンプリング伝播路の遅延時間がサンプリング単位高周波増幅器３０１の遅延時間３２６に比べて短い場合は動作原理Ａ３２４、等しい線路長又は遅延線で構成された場合は動作原理Ｂ３２５に示す動作タイミングで増幅する。 また、サンプリングパルス振幅Ｖｐ３２０を利得制御電圧とすると可変利得高周波増幅器となる。この増幅器の特長は電力消費はサンプリング期間中のみのため低消費電力で、小型、低コストを特長とするマイクロ波サンプリング高周波増幅器３００を構成する。
【００２４】
サンプリングパルス幅ｔｐ３１９の時間の設定に関して、サンプリング単位高周波増幅器３０１の遅延時間ｔｄ３２６、正帰還ループによる発振の可能性のあるサンプリング単位高周波増幅器の段数Ｎ、Ｎ段の入出力間の距離に相当する正帰還帰路時間ｔｒ３２７とすれば、前記サンプリングパルス幅ｔｐ３１９は
【数１】
正帰還ループの発生は、サンプリング単位高周波増幅器の特性、基板上の配置、ケース形状などの条件により変化するが、上記の計算値はサンプリングパルス幅ｔｐを決定する目安となる。
【００２５】
次に、マイクロ波帯差動サンプリング検波回路について、図３をもって説明する。
前記マイクロ波サンプリング高周波増幅器３００の出力であるサンプリング高周波増幅器出力３２９を復調する差動サンプリング検波回路３１０であって、帯域通過フィルタ３１１、帯域遮断フィルタ３１２、一対の検波ダイオード３１４と一対のＣＲ時定数回路３１５と差動アンプ３１６から構成され、サンプリング出力信号３１３のレベルシフト信号により差動サンプリング検波し、差動アンプ３１０により目的外の信号を除去した検波出力３１７を得るとともに、前記ＣＲ時定数を任意に設定する事で復調信号帯域幅を任意に設定出来る。
【００２６】
次に、微弱無線用送受信アンテナ共用器について、図２をもって説明する。
微弱無線出力を要する送受信器におけるアンテナ共用器１３であって、送信器出力２０５を低い結合度を有する方向性結合器の送信端子２０９に入れ他端を終端抵抗２１２で終端し、結合端子２１１をアンテナ側、アイソレーション端子２１０を受信器側に接続した方向性結合器からなる送信電力の低減と受信損失の低減を目的としたアンテナ共用器１３である。 また方向性を求めない用途においてはＴ型アッテネータ２１４と主線路２１５をつなぐ簡易型アンテナ共用器２１３とすることが出来る。
【００２７】
次に、マイクロ波帯パルス送受信器について、図１をもって説明する。
パルス送信器１２と、パルス受信器１４と、アンテナ共用器１３と、アンテナ１０により微弱無線電波利用の低消費電力、小型、低コストのマイクロ波パルス送受信器１を構成する。
【００２８】
次に、マイクロ波帯パルス送信器について、図１をもって説明する。
送信パルス１１がＰＮ信号発生器によるＰＮパターン周期またはデータクロック周期または一定周期としたマイクロ波パルス送信器１２であって信号形態は用途により最適なものを利用する。
【００２９】
次に、マイクロ波帯サンプリング高周波増幅器について図１をもって説明する。
サンプリングパルス１６がＰＮ信号発生器によるＰＮパターン周期またはデータクロック周期または一定周期としたマイクロ波帯サンプリング高周波増幅器１４であって送信信号形態は用途により最適なものを利用する。
【００３０】
また、サンプリング高周波増幅器の前段に低雑音高周波増幅器を配置する事で、雑音指数の改善及びサンプリングパルスの高調波成分のスプリアスレベルの改善を計ったマイクロ波サンプリング高周波増幅器を構成する。また、本発明のマイクロ波サンプリング高周波増幅器はＣＷマイクロ波に対しても高感度を有する。
【００３１】
さらに、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
図２により、マイクロ波帯のパルス送信器１２、およびアンテナ共用器１３について説明する。
【００３２】
送信パルス信号２０６を送信器入力２０１に入力することにより目的マイクロ波周波数帯で利得を有するマイクロ波帯増幅器２０３の出力レベルか高速に遷移する。この遷移時間は極めて短時間のため広い周波数帯にわたって高調波が発生するが、出力側の目的マイクロ波周波数帯のバンドパスフィルタ２０４を通すことによりマイクロ波パルス信号２０７が送信器出力２０５に得られる。
【００３３】
マイクロ波の発生が立ち上がり時か、たち下がり時かはマイクロ波帯増幅器のバイアスレベルに依存する。また出力レベルは入力の信号の遷移時間、及びマイクロ波帯増幅器２０３とバンドパスフィルタ２０４の距離によって変わる。また前記マイクロ波帯増幅器２０３の動作電源２０２の供給電圧を可変とすることでマイクロ波出力レベルの調節が可能である。
【００３４】
前記マイクロ波帯パルス送信器１２の実施例では、７４ＡＣシリーズのロジックレベル信号を送信パルス信号とし、マイクロ波帯増幅器２０３としてミニサーキット社（Ｍｉｎｉ−Ｃｉｒｃｕｉｔｓ）ＥＲＡ−２を使用し、バンドパスフィルタ２０４の中心周波数を１０．５ＧＨｚとした場合、前記マイクロ波パルス信号２０７の強度はピーク値で−３０ｄＢｍ〜−２０ｄＢｍの出力となる。 微弱無線利用機器としては２０ｄＢｉのアンテナ利得とした場合−８４ｄＢｍ程度まで減衰する必要がある。
【００３５】
この微弱電波利用機器の特性から、送信ロスが大きく、受信ロスが少なく、方向性の良い、低コストのアンテナ共用器１３として方向性結合器の特性を利用した。
パルス送信器出力が−３４ｄＢｍの場合、方向性結合器の結合度を−５０ｄＢとすることで送信ポート２０９の電力のうち−８４ｄＢｍがアンテナポート２１１からアンテナ側に向かい他は負荷抵抗２１２によって消費される。一方受信時には受信ポート２１０における受信ロスは極めて少ない。 方向性を要求しない用途では、簡易型として−４６ｄＢ程度のＴ型アッテネータ２１４による簡易型アンテナ共用器２１３で良い。
【００３６】
図３により、パルス受信器について説明する。前記の−８４ｄＢｍの送信電力に対し、信号の伝播ロスを４０ｄＢとした場合、受信電力は−１２４ｄＢｍ程度となる。この微弱信号をＳ／Ｎよく復調するためのは１００ｄＢ以上の高周波増幅器が必要である。図３（ａ）の例ではサンプリング単位高周波増幅器の利得は１０ｄＢ、縦続段数は７段の例を示す。サンプリングパルス幅ｔｐ３１９とサンプリングパルス振幅Ｖｐ３２０を持つサンプリングパルス３１８をサンプリングパルス入力端子３０３よりサンプリング伝播路に入力する。
【００３７】
サンプリングパルス３１８は各段のサンプリング伝播路を伝播して各段のサンプリング単位高周波増幅器を増幅動作させる。 この結果入力部３０２のＣＷ高周波入力信号（ｃ）３２１、または位相の一致したパルス高周波入力信号（ｃ）３２２は各単位増幅器により増幅され順次その振幅を増してゆく。マイクロ波帯の高周波増幅器においては、入出力間の結合が生じ易く、利得が高い場合、高レベル側から低レベル側への正帰還ループが発生することにより発振するが、発振状態に至り信号レベルが飽和に達するには、前記正帰還ループを複数回繰り返しそれに要する時間が必要があるが、その所要時間以内の発振による出力信号歪みの発生していない増幅信号をサンプリング高周波出力信号３２３としている。
【００３８】
本発明の動作原理Ａは動作タイミング（ｄ）３２４に示す。この場合、サンプリング単位高周波増幅器３０１の遅延時間ｔｄは３２０ｐ秒（ピコ秒）、サンプリング伝播路３０５の伝播遅延時間は１段あたり８０ｐ秒で５段で合計４００ｐ秒程度の短時間の場合である。発振による増幅信号の歪みの発生しない約５ｎ秒（ナノ秒）間のサンプリングパルス幅ｔｐ３１９で各サンプリング単位高周波増幅器がほぼ同時に動作する。 図に見るように、この原理は増幅段数に制限がある。
【００３９】
本発明の他の動作原理Ｂは動作タイミング（ｅ）３２５に示す。各サンプリング単位高周波増幅器の遅延時間ｔｄ３２６と同じ遅延時間を持つサンプリング伝播路を構成してサンプリングパルスの進行とともに、信号をを順次増幅する。この原理の利点はサンプリング単位高周波増幅器の増幅段数に制限の無い事にある。
【００４０】
以上の動作により微弱な入力信号をサンプリング単位高周波増幅器を多段縦続する事によって、所望の利得を持つ高利得のサンプリング高周波増幅器３００を構成する事が出来る。 また前記サンプリングパルス３１８のサンプリングパルス振幅Ｖｐ３２０を利得制御電圧とする事により可変利得サンプリング高周波増幅器と構成する事も容易である。
【００４１】
このサンプリング高周波増幅器方式の電力消費はサンプリング期間中のみであるため、従来方式のそれに比べ極めて少ない。
【００４２】
図４にサンプリング単位高周波増幅器の回路構成を示す。 ゲートバイアス電源４０７、１／４λ線路４０８、高周波接地スタブ４０９により動作準備されたサンプリング単位高周波増幅器は、サンプリングパルス入力端子４０３に加わるサンプリングパルスによりパルス期間中ドレイン電圧が与えられ、入力端子４０１のマイクロ波帯の入力信号はＤＣカットコンデンサ、入力マッチング回路を経由しマイクロ波ＦＥＴ４０６で増幅され、出力マッチング回路、ＤＣカットコンデンサを経由して出力端子４０２に増幅されたパルス信号として得られる。サンプリングパルス伝播路４０５の遅延時間はその伝播路の長さで決まり遅延信号はサンプリングパルス出力端子４０４に得られる。前記動作原理Ｂの場合は増幅器の遅延時間にあわせてサンプリングパルス伝播路４０５の線路長を伸ばす。
図５は、そのシュミレーション特性であるが利得は中心周波数１０．５ＧＨｚで利得は約１０ｄＢ（図５、５００）遅延時間は３２０ｐ秒程度（図５、５０１）となる。
【００４３】
前記サンプリング高周波増幅器出力信号３２９は帯域通過フィルタ３１１、帯域遮断フィルタ３１２、２組の検波ダイオード３１４とＣＲ時定数回路３１５、差動アンプ３１６から構成される差動サンプリング検波回路３１０によりエンベロープ検波され検波出力信号３１７に得る。差動サンプリング検波回路３１０の動作は、前記帯域遮断フィルタ３１２の両端を最終段のサンプリング出力信号３１３のレベルシフト信号で差動検波し、差動アンプ３１６でサンプリングクロック等による同相ノイズを除去している。
【００４４】
またこ前記ＣＲ時定数回路３１５の時定数を任意に設定する事でサンプリング受信器の復調信号帯域幅を設定することが可能となる。
【００４５】
【実施例】
本発明のパルス送受信器は１０．５ＧＨｚ帯の電波距離センサーとして試作した。
【００４６】
図６に示す電波距離センサー（ａ）は前記のパルス送信器１２、アンテナ共用器１３、図４のサンプリング単位高周波増幅器を７段のサンプリング高周波増幅器３００と差動サンプリング検波回路３１０から構成されたパルス送受信器と、１６ＭＨｚ送信パルス発振器６００、１６ＭＨｚサンプリングパルス発振器６０１から構成される。 厚み０．６ｍｍ、比誘電率２．６のテフロン（登録商標）基板上に４０×１４０ｍｍのサイズで製作し金属ケースに収納した。 サンプリング伝播路１１のマイクロストリップ線路で入出力間距離は約１５ｍｍで遅延時間は８０ｐ秒程度となるため、試作品は前記動作原理Ａ（図３ｄ）で動作する。 前記動作原理Ｂ（図３ｅ）とする場合はでは線路長を６０ｍｍ程度にする。
【００４７】
１６ＭＨｚの受信用サンプリングパルス発振器６０１の周波数を送信パルス発振器６００の周波数に対し１００ＨＺ程度低い周波数で発振させる。 パルス送信器１２からアンテナ共用器１３を介してアンテナ１０から発射される送信パルス発振器６００に同期したマイクロ波パルス信号は検出物２で反射され、反射エコーは受信器によりサンプリング増幅及びサンプリング検波され、標本化等価実時間変換作用により時間軸が１６万倍に拡大（１６ＭＨｚ／１００Ｈｚ倍）された検知物エコー信号６０２と送信洩れ信号６０３が検波出力３１７として観測される。送信パルス周期６０５は実時間は１／１６ＭＨｚ秒であるが、この場合は変換され１０ｍ秒となり、検知物距離時間６０４から検知物２の距離を測定する。
【００４８】
サンプリングパルス幅ｔｐを３ｎ秒から０．５ｎ秒間隔で増加させ検波出力信号で発振状態を観測したが、５ｎ秒程度にて所定の利得が得られ、７ｎ秒程度から発振による不安定動作が確認された。 以上の試作により、マイクロ波帯パルス送受信器の経済性、小型化、低消費電力を確認する事が出来た。
【００４９】
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された技術思想の範疇内において各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【００５０】
例えば、本発明のパルス送受信器及び各部分は比誘電率の高いセラミック基板上にさらに小型に構成する事も出来る。 また、モノリシックＩＣ化する事も可能である。
【００５１】
本発明の動作原理によるサンプリング高周波増幅器及び検波方式による高感度マイクロ波帯センサー、計測器などへの応用が考えられる。
【００５２】
送信電力に制限の無い場合は、アンテナ共用器の方向性結合器として、サーキュレーター、ＰＩＮスイッチなどに置き換える事は可能である。また、請求項１の前記マイクロ波増幅器の動作電圧を可変する事で前記マイクロ波パルスの出力レベルの調整を可能する事もできる。
【００５３】
【発明の効果】
本発明により、マイクロ波帯域パルス送信器、受信器の小型化、低コスト化、低消費電力化が可能となったことから、予期される応用としては、マイクロ波帯の微弱電波利用機器、各種のセンサー装置などの小型化、低コスト化に寄与するものと思われる。またサンプリング高周波増幅器を利用した高感度のマイクロ波帯の測定器、計測器の小型化、低コスト化に寄与するものと思われる。また低消費電力からバッテリー使用の携帯小型機器への応用に適している。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の構成図及び用途の説明図である。
【図２】 本発明のパルス送信器およびアンテナ共用器の回路図である。
【図３】 本発明のパルス受信器のサンプリング高周波増幅器及び検波部の構成とタイミング図である。
【図４】 サンプリング高周波増幅器を構成するサンプリング単位高周波増幅器の回路図である。
【図５】 サンプリング単位高周波増幅器のシュミレーション図である。
【図６】 電波距離センサーの実施回路例である。
【符号の説明】
１ パルス送受信器
２ 検知物
３ データ通信
４ センサー
１０ アンテナ
１１ 送信パルス
１２ パルス送信器
１３ アンテナ共用器
１４ パルス受信器
１５ 受信データパルス
１６ サンプリングパルス
２０１ 送信器入力
２０２ 電源端子
２０３ マイクロ波帯増幅器
２０４ バンドパスフィルタ
２０５ 送信器出力
２０６ 送信パルス信号
２０７ マイクロ波パルス信号
２０９ 送信端子
２１０ 受信器端子
２１１ アンテナ端子
２１２ 終端抵抗
２１３ 簡易型アンテナ共用器
２１４ Ｔ型アッテネータ
２１５ 主線路
３００ サンプリング高周波増幅器
３０１ サンプリング単位高周波増幅器
３０２ 高周波入力端子
３０３ サンプリングパルス入力端子
３０５ サンプリング伝播路
３０６ ２段目サンプリング伝播路
３０７ ３段目サンプリング伝播路
３０８ ４段目サンプリング伝播路
３０９ ５段目サンプリング伝播路
３１０ 差動サンプリング検波回路
３１１ 帯域通過フィルタ
３１２ 帯域遮断フィルタ
３１３ サンプリング出力信号
３１４ 検波ダイオード
３１５ ＣＲ時定数回路
３１６ 差動増幅器
３１７ 検波出力
３１８ サンプリングパルス
３１９ サンプリングパルス幅ｔｐ
３２０ サンプリングパルス振幅Ｖｐ
３２１ マイクロ波ＣＷ入力信号
３２２ マイクロ波パルス入力信号
３２３ サンプリング高周波出力信号
３２４ 動作原理Ａタイミング図
３２５ 動作原理Ｂタイミング図
３２６ サンプリング単位高周波増幅器遅延時間
３２７ 正帰還帰路時間
３２９ サンプリング高周波増幅器出力
４０１ 入力端子
４０２ 出力端子
４０３ サンプリングパルス入力端子
４０４ サンプリングパルス出力端子
４０５ サンプリングパルス伝播路
４０６ マイクロ波ＦＥＴ
４０７ ゲートバイアス電源
４０８ １／４λ線路
４０９ 高周波接地スタブ
５００ シュミレーション単位増幅器利得
５０１ シュミレーション単位増幅器遅延時間
６００ １６ＭＨｚ送信パルス発振器
６０１ １６ＭＨｚサンプリングパルス発振器
６０２ 検知物エコー信号
６０３ 送信洩れ信号
６０４ 検知物距離時間
６０５ 送信パルス周期[0001]
[Technical field to which the invention belongs]
The present invention mainly uses a microwave band with a weak transmission / reception power used for short-range communication.Sampling high-frequency amplifier and transmitter / receiver using the sameIt is used for short-range sensors and short-distance counter data communication.
[0002]
[Prior art]
Weak radio waves in the microwave band with weak transmission and reception power have radio wave regulations on effective radiated power, and if it is less than that, modulation format and radio wave quality are not questioned, so it is possible to design free radio equipment is there. Conventionally, it is said that such a weak wireless device has a short communication reach due to transmission power restrictions and is not practically used.
[0003]
At present, there are very few radio short-range sensors in the microwave band and weak wireless devices compatible with short-range communication. (Investigated by Radio Equipment Inspection and Certification Association)
The following reasons can be considered.
[0004]
As in the rules of Article 6 of the Radio Law Enforcement Regulations, the electric field strength regulation value at the point of 3 m drops from 500 μV / m to 35 μV / m with 322 MHz as a boundary, and the radiation power ratio decreases by −23 dB. This means that if the receiver has the same reception sensitivity, the reach is reduced to 14 times in the microwave band.
[0005]
In addition, the gain of amplifier elements used for transmission and reception tends to decrease as the frequency increases. In the microwave band, the number of elements used increases, the device becomes complicated, and the cost-to-performance ratio is poor. End up. Thus, at present, many of the weak wireless devices use a frequency of 322 MHz or less.
[0006]
The microwave band short-range sensor disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 10-51182 and Japanese Patent Laid-Open No. 10-300845 includes a weak signal generating means and a high-sensitive receiving means, which are necessary requirements for a weak wireless device. Such devices are subject to many restrictions on where they can be used.
[0007]
The following describes the problems of the prior art in configuring a transmitter / receiver that is used as a weak band wireless device that is not subject to radio wave law regulations.
[0008]
For the transmitter,
The method of generating a microwave band radio wave is usually an output of 0 dBm or more when configured by a conventional oscillator using a microwave amplifying element. Since the effective radiation power is set to −64 dBm or less from the allowable electric field allowed for weak radio, an attenuator of about −64 dB is required. In the microwave band, in order to ensure this attenuation, a cost is required for the shield of the oscillator and the like, and a technique for generating weak radio waves at low cost is required.
[0009]
For antenna duplexers,
In the prior art, it is considered that a transmission and reception with little loss are good, and a circulator, a pin diode switch, and the like are known techniques, but are expensive. When effective radiated power is limited, such as when using weak wireless, it is advantageous to increase the antenna gain by sharing the transmitting and receiving antennas in order to increase the communication reach distance. There is a need for a low-cost antenna duplexer with large transmission loss and low reception loss.
[0010]
For the receiver,
Since the transmission power is weak, the reception power is extremely weak. In order to demodulate weak received power of about −140 dBm with a high S / N ratio, amplification at a high frequency signal portion of 100 dB or more is required.
[0011]
As a conventional high-gain high-frequency amplification method, a straight-amplification method using a high-gain high-frequency amplifier and a heterodyne method in which gains are distributed to the high-frequency amplifier and the intermediate frequency amplifier can be considered. In the former method, about three high-frequency amplifiers having a gain of about 30 dB divided into shield cases need to be connected in series in order to avoid unstable operation such as oscillation by a positive feedback loop.
The latter method requires a high-frequency amplifier having a gain of about 30 dB, a frequency converter, and an intermediate frequency amplifier of about 60 dB. In the conventional techniques, any of the methods is accompanied by a complicated apparatus, and an increase in size and an increase in cost are inevitable.
[0012]
As described above, the conventional technology makes it difficult to achieve a small-sized, low-cost, low-power-consumption transmission / reception apparatus suitable for the target weak-bandwidth wireless device.
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
An object of the present invention is to provide a pulse transmitter /
[0014]
The
[0015]
Individual problems for realizing the pulse transmitter /
To realize a microwave
Microwave pulse receiver with a high frequency amplification stage of about 100 dB for demodulating a weak signal of about -140 dBm necessary for a receiver of a weak radio device with a high S / N ratio, and a demodulated signal bandwidth being arbitrarily settable 14 is provided with small size, low cost, and low power consumption.
Because of the characteristics of the above-mentioned weak radio, it is advantageous to increase the antenna gain by sharing the transmission and reception antennas in order to increase the communication reach distance, so there is a lot of transmission loss and low reception loss to reduce transmission power, Provide the antenna duplexer 13 with good directionality at a low cost.
[0016]
Two such microwave pulse transmitter /
[0017]
[Means for Solving the Problems]
The present invention is configured as follows as means for solving the problems.
The microwave band sampling high-frequency amplifier of the present invention desires a sampling unit high-frequency amplifier between a high-frequency input terminal that uses a microwave band signal as an input signal and a sampling high-frequency output terminal that outputs an output signal obtained by amplifying the input signal. A sampling high-frequency amplifier connected in multiple stages according to the gain is provided,A unit sampling propagation path is connected in cascade between the sampling signal input terminal and the sampling signal output terminal as many as the number of stages of the sampling high-frequency amplifier to provide a sampling propagation path, a sampling signal is added from the sampling signal input terminal, and each unit sampling Each stage of each sampling unit high-frequency amplifier is sequentially driven through a propagation path.The pulse width of the sampling signal is set to be equal to or less than the time until the oscillation state by the positive feedback loop of the sampling high-frequency amplifier.
[0018]
The pulse width of the sampling signal is set so that the sampling of the sampling high-frequency amplifier is finished before the oscillation by the positive feedback loop grows.
The pulse width of the sampling signal is set to 3 to 5 nanoseconds.
Further, the pulse width of the sampling signal is tp, the delay time per stage of the sampling high-frequency amplifier is td, and the number of stages to the sampling unit high-frequency amplifier that can oscillate by a positive feedback loop of the sampling high-frequency amplifier is set. When N is N and the positive feedback return time corresponding to the distance between the input terminal of the sampling high-frequency amplifier and the output terminal of the N-th sampling unit high-frequency amplifier is tr, the pulse width tp of the sampling signal is tp = 2. It is characterized by about x (td × N + tr).
In addition, the samplingPropagation pathThe delay time is matched with the delay time of the sampling unit high frequency amplifier.
[0019]
The transceiver according to the present invention includes a transmitter that transmits a weak microwave pulse signal, a transmission port that uses the output signal of the transmitter as an input signal, and transmits the input signal to the antenna side. A weak wireless transmission / reception antenna duplexer having a reception port for receiving incoming reception signals, and a microwave band sampling high-frequency amplifier using the reception signal received by the weak wireless transmission / reception antenna duplexer as an input signal It is characterized by.
The transmitter includes a microwave amplifier and a bandpass filter of a frequency band to be used, a transmission pulse is an input signal of the microwave amplifier, and an output of the microwave amplifier is an input of the bandpass filter. , The bandpass filterOutput terminalA microwave pulse synchronized with the transmission pulsegenerateIt is characterized by that.
[0020]
The weak wireless transceiver antenna duplexer puts the output of the transmitter into a transmission terminal of a directional coupler having a low degree of coupling, terminates the other end with a terminating resistor, and connects the coupling terminal to the antenna side and isolation. It consists of the directional coupler which connected the terminal to the receiver side.
[0021]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described.
About microwave band pulse transmitter2 will be described with reference to FIG. In the low power consumption, small size, low cost
[0022]
Next, a microwave band sampling high-frequency amplifier will be described with reference to FIG. A microwave band high gain amplifier 300 that operates as a sampling pulse, in which a sampling propagation path 305 and a sampling unit high frequency amplifier 301 having a unit gain are cascade-connected in accordance with a desired gain, and the necessary number N of stages is cascaded to obtain the first stage sampling propagation. A sampling pulse 318 having a short pulse width of about 3 to 5 ns is input to the sampling pulse input terminal 303 of the path, and the sampling unit high frequency amplifier of each stage is operated by the sampling pulse of the sampling propagation path, thereby N times the unit gain. High gain of The final stage signal of the sampling propagation path is output as a sampling output signal 313 and used for sampling detection. The time of the sampling pulse width tp319 is set to be equal to or shorter than the time when the distortion of the amplified signal due to the positive feedback loop can be ignored.
Each of the sampling propagation paths 305, 306, 307, 308, and 309 is called a unit sampling propagation path, and these are provided in the same number as the sampling unit high-frequency amplifier in cascade connection. A sampling propagation path is formed as a whole.
[0023]
When the delay time of the sampling propagation path is shorter than the delay time 326 of the sampling unit high-frequency amplifier 301, amplification is performed at the operation timing indicated by the operation principle A324, and when the sampling propagation path is configured with the same line length or delay line, the operation timing is indicated by the operation principle B325. If the sampling pulse amplitude Vp320 is a gain control voltage, a variable gain high frequency amplifier is obtained. The feature of this amplifier is that the microwave sampling high-frequency amplifier 300 is characterized by low power consumption, small size, and low cost because power consumption is only during the sampling period.
[0024]
Regarding the setting of the time of the sampling pulse width tp319, the delay time td326 of the sampling unit high frequency amplifier 301, the number N of sampling unit high frequency amplifiers that may oscillate by the positive feedback loop, and the distance between the input and output of the N stages are positive. Assuming that the return return time tr327 is, the sampling pulse width tp319 is
[Expression 1]
The occurrence of the positive feedback loop changes depending on conditions such as the characteristics of the sampling unit high-frequency amplifier, the arrangement on the substrate, the case shape, and the like, but the above calculated value is a guideline for determining the sampling pulse width tp.
[0025]
Next, the microwave band differential sampling detection circuit will be described with reference to FIG.
A differential sampling detection circuit 310 that demodulates a sampling high-frequency amplifier output 329 that is an output of the microwave sampling high-frequency amplifier 300, which includes a band-pass filter 311, a band cutoff filter 312,pairDetector diode 314 andpairThe CR time constant circuit 315 and the differential amplifier 316 are used to perform differential sampling detection using the level shift signal of the sampling output signal 313, and obtain a detection output 317 from which signals other than the target are removed by the differential amplifier 310. The demodulated signal bandwidth can be arbitrarily set by arbitrarily setting the CR time constant.
[0026]
Next, a weak radio transmission / reception antenna duplexer will be described with reference to FIG.
An antenna duplexer 13 in a transmitter / receiver that requires a weak radio output, in which a transmitter output 205 is placed in a transmission terminal 209 of a directional coupler having a low degree of coupling, and the other end is terminated by a termination resistor 212. This is an antenna duplexer 13 for the purpose of reducing transmission power and receiving loss, comprising a directional coupler having an antenna side and an isolation terminal 210 connected to the receiver side. In applications that do not require directivity, the simplified antenna duplexer 213 that connects the T-type attenuator 214 and the main line 215 can be provided.
[0027]
Next, a microwave band pulse transceiver will be described with reference to FIG.
By the
[0028]
Next, a microwave band pulse transmitter will be described with reference to FIG.
The transmission pulse 11 is a
[0029]
Next, a microwave band sampling high-frequency amplifier will be described with reference to FIG.
The sampling pulse 16 is a microwave band sampling high-
[0030]
Also,By arranging the low noise high frequency amplifier in front of the sampling high frequency amplifier, a microwave sampling high frequency amplifier that improves the noise figure and the spurious level of the harmonic component of the sampling pulse is configured. Also,The present inventionThe microwave sampling high-frequency amplifier has high sensitivity to CW microwaves.Have.
[0031]
Further, embodiments of the present invention will be described in detail..
The microwave
[0032]
By inputting the transmission pulse signal 206 to the transmitter input 201, the output level of the microwave band amplifier 203 having a gain in the target microwave frequency band is changed to a high speed. Since this transition time is extremely short, harmonics are generated over a wide frequency band, but a microwave pulse signal 207 is obtained at the transmitter output 205 by passing through the band-pass filter 204 in the target microwave frequency band on the output side. .
[0033]
Whether the microwave generation is rising or falling depends on the bias level of the microwave amplifier. The output level varies depending on the transition time of the input signal and the distance between the microwave band amplifier 203 and the band pass filter 204. The microwave output level can be adjusted by making the supply voltage of the operating power supply 202 of the microwave band amplifier 203 variable.
[0034]
In the embodiment of the microwave
[0035]
Due to the characteristics of this weak radio wave utilization device, the characteristics of the directional coupler were used as the low-cost antenna duplexer 13 having a large transmission loss, a small reception loss, good directivity, and good directivity.
When the pulse transmitter output is -34 dBm, by setting the coupling degree of the directional coupler to -50 dB, -84 dBm of the power of the transmission port 209 is directed from the antenna port 211 to the antenna side, and the others are consumed by the load resistor 212. The On the other hand, there is very little reception loss at the reception port 210 during reception. For applications that do not require directivity, a simple antenna duplexer 213 with a T-type attenuator 214 of about -46 dB may be used as a simple type.
[0036]
The pulse receiver will be described with reference to FIG. When the signal transmission loss is 40 dB with respect to the transmission power of −84 dBm, the reception power is about −124 dBm. In order to demodulate this weak signal with good S / N, a high frequency amplifier of 100 dB or more is required. In the example of FIG. 3A, the gain of the sampling unit high frequency amplifier is 10 dB, and the number of cascade stages is seven. A sampling pulse 318 having a sampling pulse width tp319 and a sampling pulse amplitude Vp320 is input from the sampling pulse input terminal 303 to the sampling propagation path.
[0037]
Sampling pulse318Propagates the sampling propagation path of each stage and amplifies the sampling unit high frequency amplifier of each stage. As a result, the CW high frequency input signal (c) 321 of the input unit 302 or the pulse high frequency input signal (c) 322 having the same phase is amplified by each unit amplifier, and the amplitude thereof is sequentially increased. In microwave high-frequency amplifiers, coupling between the input and output is likely to occur, and when the gain is high, oscillation occurs due to the generation of a positive feedback loop from the high level side to the low level side. In order to reach saturation, it is necessary to repeat the positive feedback loop a plurality of times, and an amplified signal in which output signal distortion due to oscillation within the required time is not generated is used as the sampling high-frequency output signal 323.
[0038]
The operation principle A of the present invention is indicated by operation timing (d) 324. In this case, the delay time td of the sampling unit high frequency amplifier 301 is 320 psec.(Picosecond)The propagation delay time of the sampling propagation path 305 is 80 p seconds per stage and 5 stages, for a short time of about 400 p seconds in total. Approximately 5 ns without distortion of the amplified signal due to oscillation(Nanosecond)The sampling unit high frequency amplifiers operate almost simultaneously with a sampling pulse width tp319 in between. As shown in the figure, this principle has a limitation in the number of amplification stages.
[0039]
Another operating principle B of the present invention is shown in operation timing (e) 325. A sampling propagation path having the same delay time as the delay time td 326 of each sampling unit high-frequency amplifier is configured to sequentially amplify the signal as the sampling pulse advances. The advantage of this principle is that there is no limit to the number of amplification stages of the sampling unit high frequency amplifier.
[0040]
With the above operation, a high-gain sampling high-frequency amplifier 300 having a desired gain can be constructed by cascading sampling unit high-frequency amplifiers with weak input signals in multiple stages. Further, by using the sampling pulse amplitude Vp320 of the sampling pulse 318 as a gain control voltage, a variable gain sampling high frequency amplifier andConstituteThings are also easy.
[0041]
The power consumption of this sampling high-frequency amplifier method is during the sampling period.Because onlyVery little compared to that of the conventional method.
[0042]
FIG. 4 shows a circuit configuration of the sampling unit high-frequency amplifier. The sampling unit high-frequency amplifier prepared for operation by the gate bias power supply 407, the ¼λ line 408, and the high-frequency ground stub 409 is given a drain voltage during the pulse period by the sampling pulse applied to the sampling pulse input terminal 403. A waveband input signal is amplified by the microwave FET 406 via a DC cut capacitor and an input matching circuit, and is obtained as a pulse signal amplified by the output terminal 402 via the output matching circuit and the DC cut capacitor. The delay time of the sampling pulse propagation path 405 is determined by the length of the propagation path, and a delayed signal is obtained at the sampling pulse output terminal 404. In the case of the operation principle B, the line length of the sampling pulse propagation path 405 is extended in accordance with the delay time of the amplifier.
FIG. 5 shows the simulation characteristics. The gain is 10.5 GHz at the center frequency, the gain is about 10 dB (FIG. 5, 500), and the delay time is about 320 p seconds (FIG. 5, 501).
[0043]
The sampling high-frequency amplifier output signal 329 is envelope-detected and detected by a differential sampling detection circuit 310 composed of a band-pass filter 311, a band cutoff filter 312, two detection diodes 314, a CR time constant circuit 315, and a differential amplifier 316. An output signal 317 is obtained. The differential sampling detection circuit 310 operates by differentially detecting both ends of the band cut-off filter 312 using the level shift signal of the final stage sampling output signal 313 and removing the common mode noise caused by the sampling clock or the like by the differential amplifier 316. Yes.
[0044]
In addition, the demodulated signal bandwidth of the sampling receiver can be set by arbitrarily setting the time constant of the CR time constant circuit 315.
[0045]
【Example】
The pulse transmitter / receiver of the present invention was prototyped as a radio distance sensor of 10.5 GHz band.
[0046]
The radio wave distance sensor (a) shown in FIG. 6 includes the
[0047]
The frequency of the 16 MHz reception sampling pulse oscillator 601 is oscillated at a frequency lower by about 100 Hz than the frequency of the transmission pulse oscillator 600. The microwave pulse signal synchronized with the transmission pulse oscillator 600 emitted from the
[0048]
The sampling pulse width tp was increased from 3 ns to 0.5 ns, and the oscillation state was observed with the detection output signal. A predetermined gain was obtained in about 5 ns, and unstable operation due to oscillation was confirmed from about 7 ns. It was done. With the above trial production, we were able to confirm the economics, miniaturization, and low power consumption of the microwave pulse transmitter / receiver.
[0049]
As mentioned above, although preferred embodiment of this invention was described referring an accompanying drawing, this invention is not limited to this example. It will be obvious to those skilled in the art that various changes and modifications can be conceived within the scope of the technical idea described in the claims, and these naturally belong to the technical scope of the present invention. It is understood.
[0050]
For example,The present inventionThe pulse transmitter / receiver and each part can be further miniaturized on a ceramic substrate having a high relative dielectric constant. It is also possible to make a monolithic IC.
[0051]
The present inventionIt can be applied to sampling high-frequency amplifiers based on the operating principle of the above, high-sensitivity microwave band sensors based on detection methods, measuring instruments, and the like.
[0052]
When the transmission power is not limited, it can be replaced with a circulator, a PIN switch, or the like as the directional coupler of the antenna duplexer. The operating voltage of the microwave amplifier according to
[0053]
【The invention's effect】
According to the present invention, it is possible to reduce the size, cost, and power consumption of microwave band pulse transmitters and receivers. This is thought to contribute to downsizing and cost reduction of sensor devices. In addition, it seems to contribute to the miniaturization and cost reduction of high-sensitivity microwave measuring instruments and measuring instruments using sampling high-frequency amplifiers. In addition, it is suitable for small battery-powered portable devices with low power consumption.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of the present invention and an explanatory diagram of an application.
FIG. 2 is a circuit diagram of a pulse transmitter and an antenna duplexer according to the present invention.
FIG. 3 is a configuration and timing diagram of a sampling high-frequency amplifier and a detection unit of the pulse receiver of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram of a sampling unit high-frequency amplifier constituting the sampling high-frequency amplifier.
FIG. 5 is a simulation diagram of a sampling unit high-frequency amplifier.
FIG. 6 is an implementation circuit example of a radio wave distance sensor.
[Explanation of symbols]
1 Pulse transceiver
2 Detected objects
3 Data communication
4 sensors
10 Antenna
11 Transmission pulse
12 Pulse transmitter
13 Antenna duplexer
14 Pulse receiver
15 Received data pulse
16 Sampling pulse
201 Transmitter input
202 Power supply terminal
203 Microwave Band Amplifier
204 Bandpass filter
205 Transmitter output
206 Transmission pulse signal
207 Microwave pulse signal
209 Transmission terminal
210 Receiver terminal
211 Antenna terminal
212 Terminating resistor
213 Simple antenna duplexer
214 T-type attenuator
215 Main line
300 sampling high frequency amplifier
301 sampling unit high frequency amplifier
302 High frequency input terminal
303 Sampling pulse input terminal
305 Sampling propagation path
306 Second-stage sampling propagation path
307 Third stage sampling propagation path
308 4th stage sampling propagation path
309 5th stage sampling propagation path
310 Differential sampling detection circuit
311 Band pass filter
312 Bandstop filter
313 Sampling output signal
314 Detection diode
315 CR time constant circuit
316 Differential amplifier
317 Detection output
318 Sampling pulse
319 Sampling pulse width tp
320 Sampling pulse amplitude Vp
321 Microwave CW input signal
322 Microwave pulse input signal
323 Sampling high frequency output signal
324 Operation Principle A Timing Diagram
325 Operation Principle B Timing Diagram
326 sampling unit high frequency amplifier delay time
327 Positive feedback return time
329 sampling high frequency amplifier output
401 Input terminal
402 Output terminal
403 Sampling pulse input terminal
404 Sampling pulse output terminal
405 Sampling pulse propagation path
406 Microwave FET
407 Gate bias power supply
408 1 / 4λ line
409 High frequency grounding stub
500 Simulation unit amplifier gain
501 Simulation unit amplifier delay time
600 16MHz transmission pulse generator
601 16MHz sampling pulse oscillator
602 Detected object echo signal
603 Transmission leakage signal
604 Object distance time
605 Transmission pulse cycle
Claims (8)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29714099A JP4655253B2 (en) | 1999-10-19 | 1999-10-19 | Microwave band sampling high-frequency amplifier and transmitter / receiver using the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29714099A JP4655253B2 (en) | 1999-10-19 | 1999-10-19 | Microwave band sampling high-frequency amplifier and transmitter / receiver using the same |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001116822A JP2001116822A (en) | 2001-04-27 |
| JP4655253B2 true JP4655253B2 (en) | 2011-03-23 |
Family
ID=17842736
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29714099A Expired - Fee Related JP4655253B2 (en) | 1999-10-19 | 1999-10-19 | Microwave band sampling high-frequency amplifier and transmitter / receiver using the same |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4655253B2 (en) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3998601B2 (en) | 2002-10-09 | 2007-10-31 | 富士通株式会社 | Pulse radar equipment |
| JP3973036B2 (en) | 2003-10-09 | 2007-09-05 | 富士通株式会社 | Pulse radar equipment |
| JP2006237661A (en) * | 2005-02-21 | 2006-09-07 | Matsushita Electric Works Ltd | Wireless transmission circuit and wireless transmission apparatus |
| JP2010266273A (en) * | 2009-05-13 | 2010-11-25 | Alps Electric Co Ltd | Sensor device |
| CN110133632B (en) * | 2019-05-20 | 2023-05-02 | 哈尔滨工程大学 | Composite modulation signal identification method based on CWD time-frequency analysis |
| CN112034224B (en) * | 2020-08-25 | 2023-07-14 | 中国电子科技集团公司第三十六研究所 | Coupling detector |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08511341A (en) * | 1993-04-12 | 1996-11-26 | ザ リージェンツ オブ ザ ユニバーシティ オブ カリフォルニア | Ultra wideband radar motion sensor |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5345471A (en) * | 1993-04-12 | 1994-09-06 | The Regents Of The University Of California | Ultra-wideband receiver |
-
1999
- 1999-10-19 JP JP29714099A patent/JP4655253B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08511341A (en) * | 1993-04-12 | 1996-11-26 | ザ リージェンツ オブ ザ ユニバーシティ オブ カリフォルニア | Ultra wideband radar motion sensor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001116822A (en) | 2001-04-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4392427B2 (en) | Small pulse radar with low power consumption and control method thereof | |
| CN201600448U (en) | MWW (millimeter wave) coherent seeker front end device | |
| KR100772927B1 (en) | Heterodyne rf transreceiver for rader sensor | |
| CN101630004B (en) | Mixer structure for doppler radar applications | |
| CN112865832B (en) | Ground observation whistle ultrashort wave over-the-horizon information transmission equipment and transmission method | |
| CN111987995B (en) | Comb signal source based on frequency mixing modulation feedback loop | |
| Forouzandeh et al. | Towards the improvement of frequency-domain chipless RFID readers | |
| CN111458713A (en) | Phased array weather radar and transceiving module thereof | |
| Chen et al. | A 140GHz transceiver with integrated antenna, inherent-low-loss duplexing and adaptive self-interference cancellation for FMCW monostatic radar | |
| JP4655253B2 (en) | Microwave band sampling high-frequency amplifier and transmitter / receiver using the same | |
| CN214480596U (en) | Radio frequency assembly | |
| CN214750803U (en) | Miniaturized broadband receiving and transmitting channel | |
| Datta et al. | A transceiver front-end for ultra-wide-band applications | |
| CN210246765U (en) | Detection system suitable for microwave shielding effectiveness | |
| US4491809A (en) | Matching circuit for a pre-amplifier of SHF band television signal receiver | |
| CN113381779B (en) | Ultra wideband receiver | |
| Shi et al. | W-band dielectric lens horn antenna and FMCW circuit module for SAR imaging radar | |
| CN212341452U (en) | Phased array weather radar and transceiving module thereof | |
| CN210090959U (en) | Millimeter wave inductive switch circuit | |
| Ching-kuang et al. | An X-band CMOS multifunction-chip FMCW radar | |
| JPS5642437A (en) | Radio receiver | |
| KR100668363B1 (en) | Millimeterwave rf transceiver for radar senor | |
| CN112014803B (en) | C-band transceiving component system based on linear frequency modulation interrupted continuous wave | |
| JP4041997B1 (en) | High frequency sensor device | |
| CN110347080B (en) | Millimeter wave inductive switch circuit |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060925 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090804 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090919 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100406 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100412 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20101130 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20101209 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140107 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4655253 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |